A MOSFET-ek termikus tulajdonságai: Hőtermelés és hőkezelés az elektronikai alkalmazásokban

A MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor) az elektronika világának egyik sokoldalú alkatrésze, amelyet elsősorban erősítőkben és kapcsolókban használnak. Bár a tranzisztorok között kevésbé ismert, a MOSFET kiemelkedő szerepet játszik a modern áramkörökben, különösen az analóg és digitális integrált áramkörökben. A MOSFET működése egyszerű, mégis hatékony: feszültséggel vezérelhető, és a kapu (gate) vezérlésével szabályozható a forrás (source) és a nyelő (drain) közti áram. Ez a tulajdonság különösen alkalmassá teszi nagy áramok kezelésére mikrokontrolleres alkalmazásokban. Azonban a MOSFET-ekkel való munka során fontos figyelembe venni a hőtermelést és a hőleadás optimalizálását, mivel az elégtelen hűtés az eszköz meghibásodásához vezethet. Ez az áttekintés bevezetést nyújt a MOSFET-ek működésének és alkalmazásának alapjaiba, miközben rávilágít a technikai részletek és a gondos tervezés fontosságára.

A MOSFET alapjai és működési elve

A MOSFET egy szigetelőréteges térvezérlésű tranzisztor. A „MOSFET” elnevezés a belső rétegeinek sorrendjére (Metal Oxide Semiconductor, azaz fém-oxid félvezető) utal, míg a „FET” (Field Effect Transistor, azaz térvezérlésű tranzisztor) a tranzisztor működési elvét jelöli. A modern (mind analóg, mind digitális) integrált áramkörök döntő többsége MOS tranzisztorokból épül fel.

Működése során a töltéshordozók forrása a Source, a töltéseket a Drain nyeli el. A csatornában folyó áramot a kapuelektróda, a Gate vezérli. Ezt az elektródát szigetelő réteg (általában szilícium-dioxid) választja el a csatornától. A vezérlőelektródán keresztül gyakorlatilag nem folyik áram, a tranzisztor árama a csatornában folyik. Kétféle FET létezik a működési mód szerint: „növekményes” (enhancement) vagy „önzáró” típus, és „kiürítéses” (depletion) vagy „önvezető” típus. A növekményes típus csatornáján csak akkor folyik áram, ha a Gate elektróda feszültséget kap, míg a kiürítéses típus esetén a Gate-re kapcsolt feszültség a csatorna áramát csökkenti. Fontos megjegyezni, hogy a szigetelő oxidréteg átütési szilárdsága alacsony, mivel igen vékony a kiképzése, ezért a diszkrét MOS tranzisztort védeni kell az elektrosztatikus feszültségektől (ESD), amelyek tönkre tudják tenni az alkatrészt (ez ~15V). A korai MOSFET-ek sűrűn haláloztak el sztatikus töltések hatására - elég volt a Gate kivezetést kézzel megérinteni. Mára az eszközök - szerencsére - ESD védettek.

A MOSFET egy kicsit hasonlít a bipoláris (hagyományos) tranzisztorokra, de a legnagyobb különbség köztük, hogy míg az előbbit árammal vezérelhetjük, ez utóbbit feszültséggel. A MOSFET-ben a Gate és a csatorna közt nem is folyik áram, csak feszültséget érzékel. Úgy tudjuk modellezni, mintha a kapuban egy soros kondenzátor lenne. Ha egy vízkörös analógiát alkalmazunk, a bipoláris tranzisztor egy vízikerékhez hasonlít, melyet tekerve a víz áramlani kezd, míg a MOSFET egy rugalmas cső: elszoríthatjuk és elengedhetjük. Áramlani semmiféle folyadék nem áramlik a belső és külső fala közt. A külső elszorítóerő egyszerűen csak a külső nyomás. Ha nyomjuk - az áramlás csökken, ha elengedjük: nő. Ez meg is magyarázza, hogy a tranzisztor miért nem vezet, hogyha a bázisa nincs bekötve (nincs bejövő áramlás). A MOSFET nyitását a gate kivezetésen át felhalmozódott töltés biztosítja - így szabadon hagyva bizonytalan állapotba kerül, de a halmozódó töltések lassan kinyitják!

Az N-csatornás MOSFET a leggyakoribb és az NPN tranzisztorra hasonlít. Az áram a felső rész felől (D - drain/nyelő) a lenti kivezetése (S - source/forrás) áramlik. Mindezt a harmadik kivezetés (G - gate/kapu) kontrollálja. A MOSFET-ek mikrokontrolleres alkalmazásokban ideálisak nagy áramok kapcsolására, hiszen a kontroller kimenetén csak a feszültség számít! Az Arduino 4.5..5V feszültségű kimenete már általában elegendő a MOSFET nyitásához, míg a 3..3.3V sokszor még kevés. Ezért ilyen esetben, ahol lehet ún. Logic-level MOSFET használata javasolt.

Hőtermelés a MOSFET-ben: Részletes elemzés

A MOSFET-ekkel való munka során az egyik legkritikusabb szempont a hőtermelés és annak kezelése. A maximális feszültség és a maximális áram azok a paraméterek, amelyek az eszközön némi meleget fognak generálni. A hőtermelés mennyisége a kapcsolóelemen eső feszültség és az átfolyó áram szorzata (P=U * I). Azonban a MOSFET-en eső feszültséget nem ismerjük közvetlenül, és itt még a 0.7V-os ökölszabály sem igaz, mint a tranzisztornál. Ahhoz, hogy ezt megtudjuk, az RDS(on) ismeretére van szükség, ami nem más, mint a drain és a source közti csatorna-ellenállás - teljesen nyitott állapotban.

Ha az adatlap szerint az RDS(on) például 0.035 ohm, és az Ohm-törvény alapján U=IR, akkor a két egyenletet kombinálva P=I²R. Ez azt jelenti, hogy az átfolyó áram négyzetével arányos a hőtermelés. Kétszer nagyobb áram négyszer nagyobb hőtermelést eredményez! Számoljunk: ha 30A-t kergetünk át a MOSFET-en, akkor 30A * 30A * 0.035 ohm = 31.5W hőt termelünk. Ez jelentős mennyiségű hő, hiszen ennyi energiával már világítani is szoktak (körülbelül ennyi hőt termel egy 40W-os hagyományos izzólámpa is).

Termikus ellenállás és hűtési stratégiák

A megtermelt hővel kapcsolatban fontos megérteni a termikus ellenállás fogalmát. Az adatlapokban gyakran szerepel az RθJA (Theta_JA) érték, ami a félvezető lapka és a környezet (ambient) közti hőellenállást jelöli. Ha ez az érték például 62 °C/W, az azt jelenti, hogy minden Wattnyi energia, ami a belső félvezetőben keletkezik, 62 fok hőemelkedést jelent a burkolaton, ha az eszköz szabadon áll. Ha a korábbi 31.5W hőtermeléssel számolunk, akkor 31.5W * 62 °C/W = közel 2000 °C hőmérséklet-emelkedésről lenne szó, ami nyilvánvalóan azonnali meghibásodáshoz vezetne.

Ahhoz, hogy az eszköz biztonságosan működjön, masszív hűtésre van szükség. A hőmérsékletnek nem szabad ennyire megemelkednie. Két fő megoldás létezik erre, melyek mindegyikének az az alapja, hogy a hőellenállást csökkenteni kell, így a keletkező hőenergia könnyebben eltávozik a FET belsejéből. A hőellenállás egyszerűen kiszámítható: az egyes rétegek hőellenállásait összeadjuk (mint az eredő ellenállás, soros kapcsolásnál). A hőfokok az egyes területeken: FET-félvezető (Tj); FET-tokozat (Tc); levegő/vezetőzsír (Ts); Hűtőborda (Ta).

Példaképp számoljunk, mi van akkor, ha egy (nagyon jó) hűtőbordára rakjuk a kapcsolóelemet. A hűtőborda adatlapjából a borda hőellenállása csak 6 °C/W. Így a rendszerünk eredő hőellenállása:

• RθJC (félvezető és tokozás közti érték az adatlapból): 2.2 °C/W
• RCS (tok és hűtőborda közt - hűtőzsír/hővezető szilikonlap adatlapjából): 0.5 °C/W
• RSA (hűtőborda - levegő közt): 6 °C/W

Az egész rendszer eredő hőellenállása tehát 2.2 + 0.5 + 6 = 8.7 °C/W. Ezzel számolva 30A esetén: 31.5W * 8.7 °C/W = 274 °C. Ez még mindig túl magas hőmérséklet, azaz továbbra is "sültchip" lenne az eredmény.

Adjuk lejjebb az igényeket, mondjuk 15A-re. Így a hőtermelés a FET belsejében: 15A * 15A * 0.035 Ohm = 7.9W. Hűtőborda nélkül 7.9W * 62 °C/W = 490 °C a tokozat külső felületén. Még mindig túl forró. Ám, ha hozzászámoljuk a hűtőbordát is: 7.9W * 8.7 °C/W = 69 °C. Ez már működőképes érték! Fontos, hogy ezek az értékek relatív értékek, azaz a 69 °C azt jelenti, hogy ennyi hőfokemelkedést engedünk meg a környezeti hőmérséklethez képest. Egy 25 °C-os szobában így már 94 °C lesz a hőmérséklet! Ez valóban meleg, de a MOSFET (ami 175 °C-ig működik) és nem kell kézzel tapizni sem a felületet. Más szóval: használj MOSFET-et, tedd nagy hűtőbordára és egy pici kontrollerrel 15A-t egyszerűen kapcsolgathatsz! Így egy motor, ami 15A csúcsáramot vesz fel, simán vezérelgethető.

Vigyázni kell azonban a hűtőbordával is. A számolásokban szabadon álló bordával számoltunk - ha bedobozoljuk, akkor a dobozban a hőfok emelkedni kezd, azaz a környezeti hőmérséklet emelkedésnek indul! És a 69 °C-os hőemelkedés ehhez a környezeti hőfokhoz adódik hozzá! Azaz szépen növekedni kezd. És nem kell sok idő egy termikus megfutáshoz: a mag melegszik, a tok melegszik, a mag még jobban melegszik…. Amíg a katasztrófa be nem következik. Fontos, hogy műszakilag legalább kétszeres biztonsági tartalékkal számoljunk, vagy vegyük a lehető legrosszabb esetet és az legyen a tervezés határa.

A Gate feszültség szerepe és az impulzusszélesség-moduláció (PWM)

A MOSFET működését és hőtermelését alapvetően befolyásolja a gate-feszültség. Nem minden olyan egyszerű, mint amilyennek látszik: figyelembe kell vennünk, hogy 3.3 V-os (vagy 5 V-os) gate-feszültségünk van-e. Az IRLZ34N adatlapja például részletesen kitért erre, komplett grafikonokat is bemutatva.

Ez az egyik legfontosabb grafikon a MOSFET-eknél. A különböző gate-feszültségeknél a jellemzőket tünteti fel. Látható, hogy kis feszültségeknél az IRLZ34N FET-en áthajtható áram messze van a maximálistól. Ez 3.3 V esetén mindössze 7 A - a 30 A helyett! Így a tervezett 15 A-ről ne is álmodozzunk. Az adatlap alapján 7 A a felső limit. A grafikon még egy dolgot megmutat: a drain/source közti maradék-feszültség különböző áramok esetén. Például 3 V gate-feszültség esetén (alulról a 2. görbe) 5.5 A a maximum áram, ahol a FET-en eső feszültség (drain-source közt) 1 V esik! Más szóval: 5.5 W hőtermeléssel számolhatunk ekkor az eszközön - ez egész jól menedzselhető egy egyszerű hűtőbordával.

Még egyszer: 3.3V gate feszültség esetén kisebb áramot tudunk csak kapcsolni, mint a tervezett 15 A. Így nagyobb gate-feszültség esetén jobbak a kilátások. A kommersz IRLZ34N 3.3 V-ról hajtva 5…6 A kapcsolására alkalmas. Természetesen hűtőbordával is illik ellátni ekkor már a FET-et. A grafikonon látható, hogyha borda nélkül akarjuk használni, akkor 2 A körül van a kapcsolható áram maximuma.

Áramszabályozás és a PWM technika

És mi van, ha szabályozni szeretnénk az áramot? Például valamilyen fokozatos módon, nem pedig egyszerű ki/bekapcsolóként? Az első ötlet, hogy kisebb gate feszültséggel valamelyest lehet szabályozni - de ez nem lineáris. Sőt, súlyosbító körülmény, hogy 1-2 V alatt a FET zárt állapotban van. Meg úgy általában is: az ok a fokozott hőtermelés - mint mindig.

Vegyünk egy mintaalkalmazást, melyben egy 12W-os (12V, 1A áramfelvételű) lámpát kapcsolunk, és megpróbáljuk a fényerejét változtatni a MOSFET segítségével. Első megközelítésként az izzólámpa ellenállását állandónak tekintjük, így a fele áram áthaladásához a feszültség is feleekkora kell legyen (Ohm-törvény). Itt ekkor ez 6V feszültséget jelent. Feltételezzük, hogy a gate feszültséget szabályozva elérhető, hogy a drain-source feszültségesés 6V legyen. Ha ez sikerül, akkor a lámpa dimmelése el is készült: tudjuk a fényerőt szabályozni! De mondhatjuk másként is: a FET úgy viselkedik, mintha egy 12 ohmos ellenállás lenne a drain és a source közt. Ebben a szabályozásban így mind a lámpán, mind a FET-en 6V feszültség esik.

És mi van a hőtermeléssel? Hát, igen. A MOSFET-en 6V feszültség esik és 0.5A áram folyik át. Így 6V x 0.5A = 3W hőt ad le. Teljes fényerővel történő világításkor kevesebb mint 0.1 W hő keletkezik a FET-en. Ám, ha így dimmeljük a fényt, akkor bizony kell a MOSFET-re a hűtőborda. A 12V adott volt. A kisebb feszültség jobb lett volna a kisebb fényerőhöz - így kénytelenek vagyunk a felesleget elfűteni. Mind a MOSFET, mind a tranzisztor esetén csak így tudjuk megoldani a feszültségszabályozást.

Van más lehetőségünk? Igen, szerencsére van. Ez az impulzusszélesség-moduláció, ismertebb néven: PWM. Ahelyett, hogy a fölös energiát elfűtjük, inkább a lámpát kapcsolgassuk gyorsan ki- és be. Így egy pulzálást hozunk létre a lámpán, mely igen gyorsan történik. A belső izzószál így melegszik, majd hűl - ezért nem teljes fényerővel fog világítani.

Miért jó nekünk a PWM? Néhány ok:

• Nem kell szabályozott analóg feszültséget előállítani, egyszerű digitális ki/bekapcsolásokat végzünk csak.
• A MOSFET így újra egyszerű kapcsolóvá válik, és megmarad a nagy előnye: nem kell rá hűtőborda, vagy csak minimális.
• Nem gyártunk egy csomó hulladékhőt, szinte minden a világításra fordítódik.
• Csak rövid és gyors impulzusokkal operálunk.

A PWM nem csak izzólámpára jó, hanem számos eszköz vezérlését megoldhatjuk vele. Például egy DC-motor esetén a sebessége válik szabályozhatóvá. A MOSFET nagy áramok ki/bekapcsolására alkalmas, és a PWM technikával sikerült szabályozókörbe helyezni. A trükk: zártan nincs átfolyó áram. Így egy gyors kapcsolónak használjuk, hűtőborda nélkül vagy minimális hűtéssel.

Termikus torzítás és stabilitás az erősítőknél

A termikus torzítás jelensége abból adódik, hogy a félvezető lapkahőmérséklete a disszipáció függvényében változik. A hőmérséklet változása munkapont-változást okoz, ami idegenfeszültségként meg fog jelenni a kimeneten. Nem az a baj, hogy tíz perc alatt eltolódik a kimeneti nulla volt néhány tized volttal, hanem hogy ez a változás nagyon gyors. TO3 tokozás esetében is több száz Hz-ig követi a lapkahőmérséklet a disszipáció változását.

Más oka is lehet a sok tranzisztornak egy erősítőben. Bár nem végeztek szimulációt vagy mérést bipoláris tranzisztorokkal olyan céllal, hogy az optimális terhelő impedanciát megtalálják, feltételezhető, hogy Pass úr foglalkozott a dologgal. Elektroncsöveknél igen, mert ha már el kell fűteni sok-sok villamos energiát, nem mindegy mennyi kerül a hangsugázóra. A kapcsolások többnyire ki is használják a lehetőségeket. Félvezetőknél viszont már nem ez a helyzet. Ugyanazzal a tranzisztor párral készülhet 10W-os, de 100W-os erősítő is. Nem kell neki fűtőteljesítmény, nem kell impedanciát illeszteni, a határadatok betartásáig szabad kezünk van.

Laterális FET-ekkel végzett szimulációk és valós tesztek során, ahol visszacsatolás nélküli "AB" osztályú puffer torzítására voltak kíváncsiak a terhelő impedancia függvényében, például K1058/J162 páros esetében 2X33V tápfeszültségről 100mA nyugalmi árammal, bár 4Ω simán vállalható, de a legkisebb torzítás 16Ω esetében lesz. Ezek szerint 4Ω-hoz 4 pár kellene. Ilyenkor a nyugalmi áram összesen 400mA. Ha egyetlen pár FET 400mA nyugalmi árammal dolgozik, már nem ez a helyzet. Minden erősítő elemnek meg lehet találni az optimális terhelő impedanciáját, ahol jól teljesít. Például LU1014 powerjfet esetén nagyon kicsi ez az érték, ezért Pushpull teljes híd kapcsolásban még 2Ω is magasnak tűnik. Ha viszont kaszkód kapcsolásban üzemel, más a helyzet. Ott pentóda jellegű a karakterisztikája, az optimális terhelő impedancia pedig attól függően változik, hogy mekkora DS feszültségen üzemel.

Az a gondolat is ül, hogy egy nagyobb teljesítményre méretezett fokozat kis jelszinten „nyugodtabban” dolgozik, mert kisebb a relatív hő- és munkapont-ingadozás. A túlzott tranzisztor mennyiség jó út lehet a termikus torzítás csökkentésére. Arról már olvastak, hogy egy alapjában nagyobb teljesítményű erősítő jobban szól kis hangerővel, mint az eleve kis teljesítményre gyártott.

Az optimális terhelő impedancia probléma akkor került előtérbe, amikor a csöves vs félvezetős erősítők torzításáról esett szó. Akkor fogalmazódott meg egy kép, miszerint az erősítő elem transzfer karakterisztikája lehet négyzetes, de ez csak egy szakasz az egész karakterisztikában. Ez a négyzetesség nem tart a végtelenig, mert valamikor vége lesz a görbének. Vagy azért, mert kilép a SOA tartományból, azaz tönkremegy, vagy elfogy a lendület, azaz a meredekség nem növekszik tovább, hanem kezd csökkenni. Ebben az utóbbi esetben egy "S" görbe lesz a transzfer karakterisztika. Egy ilyen "S" görbe középső szakasza a legegyenesebb, ide lehet helyezni a munkapontot. Itt lesz valamekkora használható feszültségváltozás, valamint áramváltozás. Ez határozza meg az optimális terhelő impedancia értékét. Valamilyen szinten meg lehet találni a lehető legjobb megoldást, de tökéletes nem lehet.

Erősítő stabilitás és zajok

Az elektronikai áramkörök stabilitása kritikus fontosságú, különösen erősítőknél. Egy műveleti erősítő (opamp) stabilitását a hurokerősítés frekvenciafüggésének elemzésével vizsgáljuk. A fázistartalék és az erősítési sávszélesség-termék (gain-bandwidth product) kulcsfontosságú paraméterek. A stabilitáshoz az szükséges, hogy a metszéspontban, ahol a hurokerősítés egységnyi, a fázistartaléknak megfelelőnek kell lennie. Ez általában 45 fok fölötti értéket jelent.

A zajok is jelentős hatással vannak az erősítők működésére. Az elektronikai alkatrészek egyben zajforrások is. Két fő zajtípus létezik:

1. Fehér zaj (termikus zaj): Ez a zaj a frekvenciatérben egyenletesen oszlik el, azaz konstans spektrumú. A hőmérséklet és az ellenállás értékének függvénye.
2. 1/f zaj (rózsaszín zaj): Ennél a zajnál a teljesítménysűrűség-spektrum a frekvenciával fordítottan arányos. Alsó frekvenciákon dominál.

A zaj mérése igen kicsi jelek kezelését jelenti, ezért különösen fontos minimalizálni minden más hatást. A tápfeszültség számára elemet célszerű használni, felmerülhet a kérdés, hogy elegendő-e egy tápfeszültség, mivel a zaj időfüggő, előjele is váltakozó. A bemeneti zajfeszültség (input noise voltage) hasonlóan kezelendő, mint az offszetfeszültség.

Minél nagyobb a sávszélesség, annál nagyobb a kimeneten a zaj is. Ezért optimális sávszélességet érdemes választani, ami a feladathoz illik, és a kompromisszumokat megengedik. A műveleti erősítőknek zajfeszültsége és zajárama is van, melyeket figyelembe kell venni. Általában van domináns zajforrás.

MOSFET modellek számítógépes szimulációkhoz

A számítógépes szimulációk elengedhetetlenek a modern elektronikai tervezésben, különösen a MOSFET-ek komplex termikus és elektromos viselkedésének előrejelzéséhez. A SPICE és a MICRO-CAP kifinomult modelleket tartalmaz a JFET-ek és a MOSFET-ek számára.

A JFET modell (a SPICE 2G.6 modellje) 12 paramétert tartalmaz. A MOSFET SPICE modell 42 paramétert tartalmaz három szinten. A legalacsonyabb szintű modell 25 paramétert tartalmaz, míg a magasabb rendű modellek hozzáadnak ehhez a listához. A MICRO-CAP további 10 paramétert ad a MOSFET modellhez, hogy a teljes értéket 52-re állítsa.

Minél több paramétert használ a modell, annál közelebb vannak a szimulációs eredmények a tényleges eszköz működéséhez. Azonban minél több paraméter van a modellben, annál lassabb a szimuláció. Ennyi sok paraméter oka, hogy a modell megpróbálja szorosan utánozni az eszköz nemlineáris működési görbéit. A számítógép sokkal több részletet képes nyomon követni, mint amennyit kézzel meg tudunk valósítani, így a modell kifinomultabb lehet, mint amit a „papír” megoldáshoz használunk. Sok elemzési helyzetben a modell paramétereinek nagy részét az alapértelmezett értékekre állítanánk, és ez az összetett modell majdnem ugyanúgy viselkedik, mint az általunk tárgyalt egyszerűsített modellek.

Példaként említhető a SPICE JFET-re vonatkozó nyilatkozata:Jname nd ng ns modellnév [terület] [KI] [IC = vds [, vgs]]A szögletes zárójelek azt jelzik, hogy a mennyiség opcionális. Az első utasításban szereplő 10, 11 és 12 a lefolyó, a kapu és a forrás csomópontszáma. Az U308 a modell neve. A terület, amely alapértelmezés szerint egység, megsokszorozza vagy elosztja a modell paramétereit. Az „OFF” utasítás kikapcsolja a JFET-et az első működési pontnál. Az „IC” kezdeti feltételeket határoz meg a lefolyó-forrás és a kapu-forrás feszültségekre. A kezdeti feltételeket csak tranziens elemzésre használják.

A SPICE MOSFET modell lényegesen összetettebb, mint a JFET modellje. A legalacsonyabb szint (szinten 1) a modell 25 paramétert tartalmaz. A SPICE nyilatkozat formája:Mname nd ng ns nb modellnév+ [L = hossz] [W = szélesség] [AD = drainarea] [AS = sourcearea]+ [PD = drainperiphery] [PD = sourceperiphery] [NRD = drainsquares]+ [NRS = sourcesquares] [NRG = gatesquares] [NRB = bulksquares]+ [KI] [IC = VDS] [, VGS [, vbs]]Ez a példa az 1,2,3 és az 0 csomópontszámokat határozza meg a készülék csatornájának, kapujának, forrásának és testének.

A MOSFET-ek belső szerkezetének elemzése és működési elvének részletes magyarázata alapvető fontosságú a megfelelő alkalmazások megértéséhez. Legyen szó NMOS-ról vagy PMOS-ról, a bekapcsolás után belső vezetési ellenállás keletkezik, így az áram ezen a belső ellenálláson fogyaszt energiát. Az elfogyasztott energia ezen részét vezetési fogyasztásnak nevezzük. A kis vezetési belső ellenállású MOSFET kiválasztása hatékonyan csökkenti a vezetési fogyasztást. A kis teljesítményű MOSFET-ek jelenlegi belső ellenállása általában tíz milliohm körül van, és több milliohm is van.

Amikor a MOS be van kapcsolva és le van állítva, annak nem szabad egy pillanat alatt megvalósulnia. A MOS mindkét oldalán a feszültség hatékonyan csökken, a rajta átfolyó áram pedig növekedni fog. Ebben az időszakban a MOSFET vesztesége a feszültség és az áram szorzata, ami a kapcsolási veszteség. Általánosságban elmondható, hogy a kapcsolási veszteségek sokkal nagyobbak, mint a vezetési veszteségek, és minél gyorsabb a kapcsolási frekvencia, annál nagyobb a veszteség. A feszültség és az áram szorzata a vezetés pillanatában nagyon nagy, ami nagyon nagy veszteségeket eredményez. A kapcsolási veszteségek kétféleképpen csökkenthetők: az egyik a kapcsolási idő csökkentése, a másik a kapcsolási frekvencia csökkentése.

tags: #v #fet #termikus #tulajdonsagai